Hur ser en rätt dimensionerad nätdel ut till ett rörslutsteg för RF?

SM7MCD

Well-Known Member
När K-A -AOM och flera uttalar sig om olika slutsteg för amatörbruk är det ofta (alltid) nätdelen som är den begränsande delen för hur mycket effekt man kan plocka ut. Men hur skall man resonera när man dimensionerar en rimligt väldimensionerad nätdel för ett RF-slutsteg för amatörbruk (ICAS)?

När man räknar på ett audioslutsteg med rör finns det egentligen ingen begränsning för hur mycket energi som kan snurra runt i anodkretsen utan varje trumslag behöver den energi som finns att ta till för att trycka till högtalarkonerna. Men här har jag aldrig funderat på vad som händer om det blir överslag i ett rör, skulle jag räkna på samma sätt så kommer rimligtvis omfattande skador att uppstå om jag dumpar för mycket energi vid ett överslag. Samtidigt är morsesignaler genom ett slutsteg närmast att betrakta ett audioslutsteg med en kontrollerad glappkontakt med en ton och full effekt.

Själv har jag använt mig av William Orr:s regler i mycket av de beräkningar som jag möter, men hur mycket energi är rimligt att lagra i en nätdel, och hur räknar man bakåt när man sedan skall begränsa strömmen vid ett eventuellt överslag. Rimligtvis bör det finnas någon form av platå som man vill rikta in sig på, eller är det alltid en kompromiss utan egentlig vinnare?

Nu när jag tvingats att renovera ett antal nätdelar för anodspänning noterar jag att vid de belastningsprov jag gjort efter uppgradering sjunker anodspänningen ganska ofta minst 15 - 20 % (ibland till och med upp mot 25 %) mellan tomgång och full last och i stort sett alla kommersiellt byggda nätdelar jag mött är av typen dubblerade likriktare. Medan alla de audioslutstegen aldrig har haft den varianten av likriktare, utan där går man direkt med helvågslikriktning och filtrering, och där sjunker anodspänningen på sin höjd 10%, ofta mindre.
Rimligtvis faller effekten med en tidskonstant som beror på hur länge man håller ned nyckeln, speciellt om man som jag kör ganska långsamt så syns det på monitorskopet att uteffekten sjunker klart synbart vid långa morsetecken vid hastigheter kring 15 wpm, nog skulle jag tycka att tidskonstanten borde vara aningen längre.

Vi har nyss haft uppe denna fråga varför man har den likriktarvarianten, och svaret var priset, men om vi nu inte fokuserar på priset, hur gör vi då...
 
Hej!

Jag kan inte bidra med några beräkningar, men brukar tänka så att ju mer energi jag har "laddat i nätdelen" ju noggrannare skyddsfunktioner/säkringar krävs. Gjorde denna erfarenhet för länge sedan när jag byggde min telegrafisändare (långt innan) inför det stundande C-certifikatet. Första utgåvan av nätdelen för PA-rören (2x 807) var helt acceptabel, men sedan fick jag ta på ett antal oljekondensatorer och antalen uF ökade dramatiskt, lika så verkan av de överslag som skedde lite här och var...

Till att börja med använde jag glasrörssäkringar 5x20 mm, vilket funkade någorlunda OK.
Men, sedan...de förintades högljutt.
 
Sådant här är svårt, eftersom det innehåller motstridiga krav.
W6SAI införde termes "IVS" eller "Intermittent Voice Service" som primärt
handlar om uppvärmning, både av rörens anoder och av transformatorerna.

Om man tänker sig extremfallet okomprimerad SSB med bara lite viloström i slutrören,
så får vi en inmatad medeleffekt, alltså den som värmer upp både anoder och transformatorkärnor,
på grovt räknat 1/4 av den inmatade toppeffekten.

Tar vi dessutom med "intermittensfaktorn" för själva sändandet
som ligger på kanske 1/3 av tiden hamnar vi i en effekt som man behöver designa termiskt för av
0,25*0,33*1000/0,6 eller grovt räknat 150 W. för ett 1 kW PEP uteffekt slutsteg.
Till detta behöver läggas glödeffekt, tomgångsförluster och effektutveckling i bleedrar, kanske 100 W till.

Den tidskonstant eller energilagring som behövs i kraftaggregatet för att klara taltopparna går att uppskatta
genom "syllabic rate", som ligger runt 5 - 10 Hz, så 200 ms för en spänningssänkning av 10% kan vara befogat vid
en språngvis belastningsändring mellan viloström och full last. Viloström anses här vara 0,15 A och full last 0,8 A vid 2000 V.

Det blir kritiskt med resistansen hos sekundärlindningen när spänningsdubbling används, inget realistiskt kapacitansvärde
kan hålla spänningen uppe om en taltopp eller teckendel varar mer än 15-20 ms, medan det är mindre kritiskt vid helvågslikriktning.

Rent allmänt ska man begränsa strömmen vid kortslutning till 50-100 A för att undvika förstörelse, så
50 ohm serieresistans är ganska rätt.

Ska man dimensionera för långsam telegrafi eller AM så blir kärnarean en viktig parameter, eftersom då börjar uppvärmning av transformatorn genom både kärnförluster och lindningsresistanser att märkas. Det går att bestämma en maximal temperaturhöjning, ofta väljer man 50 C och
maximalt spänningsfall 10% mellan tomgång och fullast är en bra kompromiss, och därifrån räkna ut kärnarea och lindningsresistans.
 
Slutsteg för audio kan ju jobba i A, AB eller B. I klass A är energiuttaget från nätdelen konstant, i klass AB-B är det beroende på signalstyrkan, men inte direkt kopplat till utsignalens AC-innehåll. Ett seriöst nätaggregat för audioslutsteg i klass AB eller B vill man att det ska lämna konstant utspänning (så långt det går) för att undvika det som elgitarrister kallar "sag". Det kan realiseras med ett filter med drosselingång, exempelvis, vilket säkert kan vara tillämpligt för RF-steg också. Det blir dock andra krav på anodlindningen iom att drosselingång ger en avgjort lägre utspänning än filter med kondensatoringång.
 
i klass AB-B är det beroende på signalstyrkan, men inte direkt kopplat till utsignalens AC-innehåll
Anodströmförbrukningen är i allra högsta grad kopplad till vilket AC-innehåll eller utstyrning som man har i ett
klass AB eller B effektsteg. Detta blir allt mer utpräglat ju närmare klass B arbetspunkten ligger. I detta sammanhang är
det ingen som helst skillnad mellan audio och RF.
 
Jag menade att signalströmmen inte "tas ur nätaggregatet", men lasten beror självklart på utstyrningen. Det kan ha varit en fånig kommentar, men jag har haft den diskussionen så många gånger att den slank fram automatiskt...
 
I de 1-fas nätdelar jag byggt till mina PA-steg har jag uteslutande använt begagnade transformatorer utan mycket mer data än uppmätta spänningar och transformatorns vikt eller kärnarea.

Senaste bygget var nätdelen till 2 m steget med GS35B. Där hade jag 5 st olika högspänningstransformatorer att välja mellan. För att utvärdera dessa så kopplade jag upp en helvågslikriktare med ett antal 10A10 dioder och en 40 uF/5 kV oljekondensator samt ett bleedermotstånd.

De olika transformatorerna kopplades in med testsladdar och DC-utgången anslöts till en konstlast bestående av 7 st effektmotstånd som kan kopplas om för olika resistansvärden.

Genom att jämföra vad de olika transformatorerna kunde ge i DC-spänning efter likriktning och filtrering vid ca 1,6 kW belastning så gick det snabbt att gallra bort några som hade hög inre resistans där AC-spänningen sviktade alldeles för mycket mellan obelastad och belastad. En av de fem transformatorerna gav något låg DC-spänning obelastad men också lägst spänningssvikt vid full belastning. Den bästa transformatorn ger efter likriktning ca 2800 V DC obelastad (endast bleeder) och 2500 V DC belastad med ca 660 mA eller 1,65 kW + bleeder. 2500 V DC räcker precis för att PA-steget skall kunna ge 1 kW ut på 2 m. Dock med något hög gallerström. Runt 3500 V DC och mindre anodström hade varit bättre, men man får ta vad som finns i skrotlådorna.

Den färdiga nätdelen avprovades med full belastning under en hel dag. Transformatorn blev ordentligt varm men inte skållhet. Konstbelastningen fick kylas med en fläkt.

R-load.jpg En konstbelastning som denna eller med x-antal seriekopplade 230 V/100 W glödlampor är nästan ett måste för att under kontrollerade former avprova högspänningsnätdelar.
 
Ung och "upplyst" av alla glödlamporna! :)

Jag minns att Egon SM7PP(SK) hade en stor träskiva med en massa 100 W glödlampor i fina keramiska socklar monterad på väggen i radiorummet.
 
25 st seriekopplade 200W-lampor räckte till att prova 3-fas nätdelen till ett 2 x 4-1000A PA en gång i tiden.
5500 V 1,2 A

"När man var ung och dum..."
Oj, vilka tarnsformatorer ni använt. Detta är min hemlindade trafo för teslaspolen, 1,7 A vid 12 kV, vikt runt 100 kg, på väg ner i oljetanken. Jag testade den med en jakobs stege ihop med ballasten längst ner i den andra bilden, den vägde runt 70 kg. Och en bild när sekundären var under lindning i svarven.
 

Attachments

  • trafo2.gif
    trafo2.gif
    1,1 MB · Views: 29
  • IMG_0061.jpg
    IMG_0061.jpg
    464,2 KB · Views: 28
  • IMG_0042.jpg
    IMG_0042.jpg
    319,2 KB · Views: 29
Jag vill minnas att jag läst en del som du publicerat nånstans från början av din karriär, bl.a. ovan beskrivna upplysning (!) möjligen EQL:s Radiolabbet.
 
Jag roade mig med att fixa till en nätdel på 1 kV och som är återkopplad i en sluten loop med PWM-styrning och spänningen hålls konstant vid belastningsändring. Jag kan även använda strömbegränsning (exempelvis vid överslag) och därmed hamnar elektrolyterna och den lagrade energin i mellanledsspänningen och vid rimlig parametrering i reglerkretsarna kan man ha mycket mindre energi lagrad mot röranoderna.

Min erfarenhet så långt är att bortsett från en ökad komplexitet är det bara "bra på allt", och blir genast lite irriterad varför jag inte testat detta tidigare på RF-förstärkare. När jag byggt LF-förstärkare har jag alla finesser, reglerad anod-, galler- och glödspänning, samt strömbegränsning som är justerad så den automatiskt blir en mjukstart för rören, dock får elektrolyterna i mellanledsspänningen en ordentlig strömspik. Nu är det sällan jag varit över 700 V som anodspänning.

Hur som helst så med den reglerade nätdelen är så klart blir CW-signalen blir jämn och fin, men kommer någonsin en motstation märka någon skillnad, eller är det bara jag själv som får glädjen att se resultatet på mitt monitorskop.

Hmmm,,, får fundera lite till...
 
Vi hade ett Heathkit SB-220 på SK6DL (Teknis Borås). Någon hade kört sönder rören, så nya inhandlades. När rören skulle monteras visade det sig att en av anodanslutningarna hade förkommit, så även en sådan inhandlades.

En tid senare hade vi flyttat riggen för att visa upp elevkårens telesektion för hugade nollor. Vi kånkade upp slutsteget till schacket, och när jag slog på strömbrytaren så återfanns plötsligt den saknade anodkontakten, som nu hade rullat omkring i slutstegen för att slutligen lägga sig på optimal plats. Alltid intressant att som svagströmmare få "se ljuset"! En hel del sputtrad metall och kolpulver blev resultatet, men slutsteget överlevde faktiskt.

Tur att man var ung och "modig" på den tiden! På SK6AB hände också "roliga" saker, men där är ju Karl-Arne den rätte att ösa ur sina memoarer.
 
Jag har labbat lite med en PWM-styrning där jag flyttat energilagringen bakåt och minskat tidskonstanden framåt och hoppas att förstärkningen i reglerloopen skall kompensera för den minskade energilagringen nära röranoden på ett QE08/200H.

DSCN3158.JPG

Här lite labbande med ett kondensatorbatteri isolerat med lite plywood, men ett isolerat kondensatorbatteri med spänningsdubblering är under montering på ett isolerade glasfiberkort. Nuvarande switchfrekvens är runt 200 Hz, men jag har "hittat" lite större ferritkärna som jag har två isolerade bobiner på. Med rätt lindning kan frekvensen ökas betydligt. Skall bara göra en hållare för bobinen så jag kan montera allt i min lindningsmaskin.

Än så länge funkar parametrarna väldigt bra och de av SM7UCZ framarbetade transformatorerna, (ursprungligen för KRAS kursverksamhet) gör ett gott arbete, och så länge energin räcker labbar jag vidare, med ny och bättre isolerad likriktare. Det är trots allt över 1 kV, vilket kräver viss respekt i labbandet...
Med spänningsdubbling kommer jag upp till 2 kV, men jag kommer att reglera mig under 1 kV då det passar röret och ger en bättre lastkurva, men tanken är att slippa spänningsdubbling. QE08/200H vill gärna ha 0.4 A i anodström, vilket i sig ger en enkel reglerlast. QE08/200H har 26 V som glödspänning, därför går omvandlaren på 26 V likspänning, ursprungligen för att jag planerade att montera slutsteget i min RATGB1113, vi får se hur mycket som ändras i takt med labbandet...

Motståndet på 22 ohm / 23 W är seriekopplat med högspänningen, och tanken är att reglerloopen skall göra motståndet överflödigt i samband med överslag.
 
Det här fungerar till en gräns.
Ju lägre filterkapacitans, ju mindre energilagring.

Men det finns en punkt där de dynamiska egenskaperna
hos reglerslingan och strömbegränsningen inte längre kan ta
hand om en momentan belastningsändring i form av en kortslutning eller
överslag.

Utan ett seriemotstånd kan man inte dämpa transienten fullständigt,
helt enkelt för att en strömbegränsning som arbetar via en PWM-reglerkrets har hela
kedjan genom PWM-modulator, transformatorkärna, likriktare och filterkomponenter
inom slingan. Impulssvaret på ett sådant system kan inte göras så snabbt att en
transient kortslutningsström helt kan undertryckas. Försöker man sig på sådant
hamnar man lätt i kanten av det stabila området i stationärtillståndet vilket kan ge "oväntade"
konsekvenser.

Det finns en orsak bakom varför ignitron- eller tyristor "crow-bars" helst används till sådant.
 
Utan ett seriemotstånd kan man inte dämpa transienten fullständigt,
helt enkelt för att en strömbegränsning som arbetar via en PWM-reglerkrets har hela
kedjan genom PWM-modulator, transformatorkärna, likriktare och filterkomponenter
inom slingan. Impulssvaret på ett sådant system kan inte göras så snabbt att en
transient kortslutningsström helt kan undertryckas.
Jo, fasmarginalen är knappast stor, och det märktes genom att induktansen i seriemotståndet (som är trådlindat) ställde till en del i det transienta förloppet. Så till nästa gång skall jag fixa ett låginduktivt motstånd. Men inledande mätningar visar att den strömändring man får inför ett överslag (där jonisationen inleds) är fullt mätbar i det statiska läget. Frekvensspektrumet på en nyttosignal jämfört med signalen inför ett överslag är så stort att det borde gå att skilja en "röstsignal" från en begynnande strömstöt med väl vald filtrering.

Men sedan återstår som sagt om det går att reglera på den detekterade signalen...
 
Får man en förvarning i tidsdomänen innan själva överslaget
sker blir kraven på impulssvaret mindre.
 
Back
Top